UCX84X笔记

1. 管脚定义

 

 

•  COMP： 误差放大器补偿引脚。将外部补偿元件连接到此引脚，以修改误差放大器输出。误差放大器内部有电流限制，因此用户可以通过外部强制COMP接地来命令零占空比。

  UCx84x系列中的误差放大器是与电流源并联的开放集电极，单位增益带宽为1 MHz。COMP终端既可以产生电流，也可以接收电流。误差放大器内部有电流限制，因此可以通过外部强制COMP接地来命令零占空比。

   

• GROUND： 模拟接地。对于不带PWRGND的设备包，接地功能为电源接地和模拟接地。

  接地是信号和电源的返回地。TI建议分离信号返回路径和大电流门驱动器路径，这样信号就不会受到开关电流的影响。

   

• PWRGND：电源接地。对于不带PWRGND的设备包，接地功能为电源接地和模拟接地

   

• ISENSE：一次侧电流检测引脚。连接到电流感应电阻器。PWM使用此信号终止输出开关导通。电压斜坡可应用于该引脚，以运行电压模式控制配置的设备。

  UCx84x电流检测输入连接到PWM比较器。将ISENSE连接到MOSFET源电流检测电阻器。PWM使用此信号终止输出开关导通。电压斜坡可应用于该引脚，以运行具有电压模式控制配置的设备或添加斜率补偿。为了防止由于前沿噪声引起的误触发，可能需要一个RC电流检测滤波器。电流感应放大器的增益通常为3V/V。

   

• OUTPUT：输出是外部MOSFET的栅极驱动。输出是直接驱动MOSFET的片上驱动级的输出。峰值电流高达1安培的来源和下沉由这个引脚。当VCC低于开启阈值时，输出处于低电平。

  UCx84x设备的高电流双极图腾极输出可吸收或源于1-A峰值电流。输出引脚可以直接驱动MOSFET。UCx842和UCx843器件的输出开关频率与振荡器相同，可以在接近100%的占空比下工作。在UCx844和UCx845器件中， 由于内部T触发器，输出的开关频率是振荡器的一半。这将UCx844和UCx845中的最大占空比限制在<50%。肖特基二极管可能是必要的输出引脚，以防止超调和下冲分别由高阻抗供应轨和地面。应使用放置在栅极和MOSFET源之间的分压电阻器，以防止在欠压锁定期间使用外来泄漏电流激活电源开关。当VCC超过栅极电压额定值时，可能需要外部箝位电路来防止MOSFET栅极上的过电压应力。

   

• RT/CT：固定频率振荡器设定值。将定时电阻器RRT连接至VREF，将定时电容器CCT连接至接地，以设置开关频率。为了获得最佳性能，请将定时电容器引线与设备接地保持尽可能短和直接。如果可能，请为正时电容器和所有其他功能使用单独的接地轨迹。

  振荡器的频率可以用以下公式估计：

   

  where fOSC is in Hertz, RRT is in Ohms and CCT is in Farads. Never use a timing resistor less than 5 kΩ. The frequency of the OUTPUT gate drive of the UCx842 and UCx843, fSW, is equal to fOSC at up to 100% duty cycle; the frequency of the UCx844 and UCx845 is equal to half of the fOSC frequency at up to 50% duty cycle.

  RT/CT是振荡器的定时管脚。对于固定频率操作，通过将电阻器从VREF连接到RT/CT来设置定时电容充电电流。通过将RT/CT的定时电容器连接到地上来设置频率。为了获得最佳性能，请使定时电容器的接地导线尽可能短而直接。如果可能，请为正时电容器和所有其他功能使用单独的接地轨迹。

  UCx84x的振荡器允许在500 kHz下工作。该装置使用一个外部电阻器来设置外部电容器的充电电流，这决定了振荡器的频率。定时电阻值的建议范围在5 kΩ到100 kΩ之间；定时电容值的建议范围是1 nF到100 nF。

   

• VC：输出栅极驱动的偏置电源输入。对于没有此引脚的PWM控制器，栅极驱动器偏离VCC引脚。VC的旁路电容器必须至少比设计中使用的主开关FET的栅电容大10倍。

   

• VCC：为设备提供电源的模拟控制器偏置输入。VCC是此设备的电源输入连接。在正常运行中，通过限流电阻器为VCC供电。虽然VCC的静态电流只有0.5毫安，但总的电源电流会更高，这取决于输出电流。

  总VCC电流是静态VCC电流和平均输出电流之和。在知道工作频率和MOSFET栅电荷（Qg）的情况下，平均输出电流可根据以下公式计算：

  

  该引脚上需要一个旁路电容器，通常为0.1μF，以最小的迹线长度直接接地。VCC上还需要一个比设计中使用的主开关场效应管的栅电容大至少10倍的附加旁路电容器

  UCx84x具有典型的34 V VCC电源电压钳位，但来自低阻抗电源的VCC的绝对最大值为30 V。对于输入电压高于推荐VCC电压的应用，在VCC上串联一个电阻器以增加源阻抗。该电阻的最大值用方程式5计算。

   

   在方程式5中，VIN（min）是用于供应VCC的最小电压，VVCC（max）是最大VCC钳位电压，IVCC是不考虑栅极驱动电流的IC电源电流，Qg是外部功率MOSFET栅极电荷，fSW是开关频率。

   UCx84x系列的开启和关闭阈值明显不同：UCx842和UCx844分别为16V和10V；UCx843和UCx855为8.4V和7.6V。为确保避免与噪音有关的问题，用电解电容过滤VCC，并用陶瓷电容器旁路接地。保持电容器靠近IC引脚。

   

• VFB：反向输入到内部误差放大器。采用VFB控制功率变换器的电压反馈回路以保证稳定性。

  VFB是误差放大器的反向输入。采用VFB控制功率变换器的电压反馈回路以保证稳定性。为了获得最佳稳定性，VFB引线长度尽可能短，VFB杂散电容尽可能小。

   

• VREF：5 V参考电压。VREF用于通过定时电阻器向振荡器定时电容器提供充电电流。重要的是参考稳定性的VREF旁路接地与陶瓷电容器连接尽可能接近引脚。要求最小值为0.1-μF陶瓷。VREF上的外部负载需要额外的VREF旁路。

   VREF是误差放大器的电压基准，也是IC中许多其他内部电路的参考电压。高速开关逻辑采用VREF作为逻辑电源。UCx84x系列的5V参考公差为±2%。输出短路电流为30mA。为了保证基准稳定性和防止高速开关瞬态产生的噪声问题，靠近IC封装用陶瓷电容器将VREF旁路接地。至少需要0.1-μF陶瓷电容器。参考上的外部负载需要额外的VREF旁路。除陶瓷电容器外，还可使用电解电容器。

   当VCC大于1V且小于UVLO阈值时，5-kΩ电阻器将VREF拉至接地。VREF可用作指示电源系统状态的逻辑输出，因为当VCC低于UVLO阈值时，VREF保持在低水平。

   

 

2.1 逐脉冲限流

逐脉冲限制是电流模式控制方案固有的。峰值电流的上限可以通过简单地钳制误差电压来确定。精确的电流限制允许优化磁性和功率半导体元件，同时确保可靠的电源操作。

 

2.2 电流检测

外部串联电阻RCS感测电流并将电流转换成电压，成为ISENSE引脚的输入。ISENSE引脚是PWM比较器的非转换输入。将ISENSE输入与与误差放大器输出电压成比例的信号进行比较；电流感应放大器的增益通常为3V/V。峰值ISENSE电流由方程式6确定：

 

 VISENSE的典型值为1V。除了寄生电路阻抗外，可能需要一个小型RC滤波器RCSF和CCSF来抑制由二次侧二极管反向恢复或等效电容性负载引起的开关瞬态。该滤波器的时间常数应远小于转换器的开关周期。

 

2.3 低输出阻抗误差放大器

误差放大器输出是一个与电流源并联的开路集电极。由于输出电阻较低，各种阻抗网络可用于误差放大器反馈的补偿引脚输入。误差放大器输出COMP经常用作二次侧调节的控制端口，通过使用外部二次侧可调电压调节器（例如TL431），通过光隔离器将误差信号发送到二次侧主隔离边界，在这种配置中，将COMP引脚直接连接到光隔离器反馈。在一次侧，UCx48x误差放大器VFB的反向输入应接地。当VFB接地时，误差放大器输出COMP被强制到其高状态，并产生电流，通常为0.8 mA。光隔离器必须克服源电流能力，将COMP引脚控制在误差放大器输出高电平VOH以下。

对于一次侧调节，用电阻分压器配置误差放大器VFB的反向输入，以提供与被调节转换器输出电压成比例的信号。在VFB和COMP之间增加电压回路补偿元件。误差放大器的内部非反向输入被调整到2.5V。为了获得最佳稳定性，VFB引线长度应尽可能短，并将VFB上的杂散电容降至最低。

COMP上的内部电阻分压器保持在R:2R的比率，这些内部电阻的具体值在任何应用中都不应该是关键的。

2.4 欠压闭锁

UCx84x设备具有欠压锁定保护电路，用于在通电和断电过程中进行受控操作。UVLO电路确保VCC足以使UCx84x在启用输出级之前完全运行。UCx842、UCx843、UCx844和UCx845设备的欠压锁定阈值针对两组应用进行了优化：离线电源和DC-DC转换器。UCx842和UCx844设备中的6-V滞后可防止功率排序过程中的VCC振荡。这更广泛的VCCON到VCCOFF范围，使这些设备非常适合离线交流输入应用。UCx843和UCx845控制器具有更窄的VCCON到VCCOFF迟滞，可用于输入被视为调节的DC-DC应用。

启动电流小于1毫安，以便从离线转换器的整流输入进行有效的自举，如图17所示。在正常电路运行期间，VCC由辅助绕组NA和DBIAS和CVCC提供。然而，在启动时，CVCC必须通过RSTART充电至16 V。启动电流为1mA时，RSTART可达到100kΩ，当VAC=90V RMS（低端线）时，仍对CVCC充电。即使在高压线（VAC=130 V RMS）条件下，RSTART的功耗也将小于350 mW。

 

 在UVLO期间，IC消耗的电源电流小于1ma。一旦跨过导通阈值，在欠压锁定期间，IC电源电流增加到最大17毫安，通常为11毫安，输出驱动器偏向高阻抗状态，并吸收少量电流。应使用放置在栅极和MOSFET源之间的分压电阻器，以防止在欠压锁定期间使用外来泄漏电流激活电源开关。

2.5 振荡器

振荡器允许高达500千赫的开关频率。输出门驱动器与UCx842和UCx843设备中的振荡器频率相同，可以在接近100%的占空比下工作。在UCx844和UCx845设备中，由于每隔一个时钟周期关闭输出的内部T触发器，输出频率是振荡器频率的一半，从而导致这些设备的最大占空比小于开关频率的50%。从VREF连接到RT/CT的外部电阻器RRT设置从RT/CT连接到地的定时电容器CCT的充电电流。建议RT/CT上的RRT值大于5 kΩ，以设置内部振荡器的正斜坡时间。对于RRT，使用5 kΩ或更大的值，可保持内部阻抗和外部振荡器设置电阻器之间的良好比率，并使频率随温度变化最小。使用小于建议最小值的值可能导致频率漂移超过温度、零件公差或工艺变化。

在UCx84x器件中，振荡器波形的峰-峰振幅为1.7v。UCx842和UCx843的最大占空比约为100%，而UCx844和UCx845被一个内部拨动触发器夹持到最大50%。这种占空比箝位在大多数反激和正激变换器中是有利的。为了获得最佳的集成电路性能，死区时间不应超过振荡器时钟周期的15%。放电电流，通常在室温下为6毫安，设置死区时间，见图9。在放电或死区时间内，内部时钟信号使输出变为低状态。这将最大占空比DMAX限制为：

 

 方程式8适用于UCx842和UCx843单元，因为输出开关与振荡器频率相同，最大占空比可高达100%。

 

 方程式8适用于UCx844和UCx845单元，因为输出开关频率为振荡器的一半，最大占空比可高达50%。

当功率晶体管关闭时，噪声尖峰耦合到振荡器RT/CT终端。在高占空比下，当该尖峰出现时，RT/CT处的电压接近其阈值水平（约2.7v，由内部振荡器电路确定）。足够振幅的尖峰过早地使振荡器跳闸。为了最小化噪声尖峰，选择尽可能大的CCT，记住死区时间随着CCT的增加而增加。建议CCT不得低于约1000 pF。通常，引起这个问题的噪声是由外部寄生体在关断时拉到地面以下引起的。在驱动mosfet时尤其如此。从地面到输出端的肖特基二极管箝位防止这种输出噪声馈入振荡器。

 

 2.6 同步

 强制同步的最简单方法是使用接近标准配置的定时电容器CCT。不是直接将CCT接地，而是将一个小电阻与CCT接地串联。该电阻器用作同步脉冲的输入，同步脉冲将CCT电压提高到振荡器的内部上限阈值以上。允许PWM以RRT和CCT设置的频率运行，直到出现同步脉冲。该方案有几个优点，包括有局部斜坡可用于坡度补偿。UC3842/3/4/5振荡器必须设置为低于同步脉冲流的频率，通常为20%，在电阻器上施加0.5 V脉冲。

2.7 停机技术

 

 PWM控制器（见图20）可以通过两种方法关闭：将ISENSE上的电压提高到1V以上，或者将COMP端子拉到低于两个二极管在地上下降的电压。任何一种方法都会导致PWM比较器的输出很高（参见图20）。PWM锁存器复位为主，以便在COMP或ISENSE端子处的关机条件消除后的下一个时钟周期之前，输出保持低电平。在一个例子中，外部锁存关机可以通过添加一个SCR来完成，该SCR通过循环VCC低于较低的UVLO阈值来重置。此时，基准关闭，允许SCR复位。

 

 2.8 坡度补偿

振荡器斜坡的一小部分可以与电流检测信号进行电阻相加，从而为要求占空比超过50%的转换器提供斜率补偿（见图21）。请注意，与电容器前沿形成的RCSF滤波器抑制尖峰。

2.9 软启动 

通电后，希望从零占空比开始逐渐加宽PWM脉冲宽度。UCx84x设备没有内部软启动控制，但这可以通过三个组件在外部轻松实现。采用R/C网络提供时间常数来控制误差放大器的输出。晶体管也被用来将组件与任一节点的正常工作隔离开来。它还通过晶体管增益放大，最大限度地减小了对RT/CT时间常数的负载影响。

 

 

 2.10 电压模式

在占空比控制（电压模式）中，脉冲宽度调制是通过比较误差放大器输出与人工斜坡来实现的。振荡器定时电容CCT用于在电流或电压模式集成电路上产生锯齿波。要在电压模式配置中使用UCx84x，该锯齿波将被输入电流检测输入ISENSE，以便与PWM比较器处的误差电压进行比较。在这种方法中，用锯齿波代替实际的初级电流来确定脉冲宽度。环路补偿类似于电压模式控制器，由于UCx84x中的低输出电阻电压放大器，与传统电压模式控制器中使用的跨导（电流）型放大器相比，存在细微差异。有关拓扑和补偿的进一步参考，请参考关闭反馈回路（SLUP068）。

 

 

 

 2.11 正常运行

在正常工作模式下，IC可用于峰值电流模式或电压模式控制。当变换器在峰值电流模式下工作时，控制器调节变换器的峰值电流和占空比。当集成电路用于电压模式控制时，控制器调节功率变换器的占空比。利用集成误差放大器和外部反馈电路，可以实现对系统峰值电流和占空比的调节。

2.12 UVLO Mode

在系统启动过程中，VCC电压从0v开始上升。在VCC电压达到相应的开启阈值之前，IC处于UVLO模式。在此模式下，不会产生VREF引脚电压。当VCC高于1V且低于开启阈值时，VREF引脚通过一个5KΩ的电阻器主动拉低。这样，VREF可以作为一个逻辑信号来指示UVLO模式。如果VCC的偏置电压低于UVLO关断阈值，PWM开关停止，VREF返回0 V。通过向VCC引脚施加大于UVLO开启阈值的电压，可以重新启动设备。

 

3. 应用

UC2842在离线反激式转换器中的典型应用如图25所示。UC2842使用一个内部电流控制回路，该回路包含一个小的电流感应电阻，该电阻可感应主电感器电流斜坡。该电流检测电阻器将电感器电流波形转换为直接输入初级侧PWM比较器的电压信号。这个内环决定了对输入电压变化的响应。外部电压控制回路包括将输出电压的一部分与误差放大器输入端的参考电压进行比较。当在离线隔离应用中使用时，隔离输出的电压反馈是通过使用二次侧误差放大器和可调基准电压（如TL431）来实现的。误差信号通过一个光隔离器穿过一次到二次的隔离边界，光隔离器的集电极连接到VREF引脚，发射器连接到VFB。外部电压控制回路决定对负载变化的响应。