卫星地面站的天线

卫星地面站的天线

 

本篇文章主要介绍天伺馈分系统中的天线子系统，它的主要作用是收集由卫星发射的微弱无线电信号以及将包含控制命令和数据的无线电信号发送给卫星，并尽可能去除杂波信号；一般来说，天线口径越大，信号越强，接收质量越好。

为了获得高增益，卫星地面站所采用的天线一般是抛物面天线。抛物面天线是指由抛物面反射器和位于其焦点上的照射器(馈源)组成的面天线。通常采用金属的旋转抛物面、切制旋转抛物面或柱形抛物面作为反射器，采用喇叭或带反射器的对称振子作馈源。抛物面天线是一种单反射面型天线。

卫星地面站的天线广泛采用双反射面天线（主反射面、副反射面），常见的双反射面天线有卡塞格伦天线、格里高利天线、环焦天线。

 

卡塞伦格天线

卡塞格伦天线由三部分组成，即主反射器、副反射器和辐射源。主反射面为旋转抛物面，副反射面为旋转双曲面。通俗来讲，如果把主反射面看成一口“锅”，把副反射面看作是一个“碗”。那么卡塞格伦的“碗”口向上，与“锅”面同向安装。

卡塞格伦天线原理图

 

特点

卡塞格伦天线相对于抛物面天线来讲，它将馈源的辐射方式由抛物面的前馈方式改变为后馈方式，这使天线的结构较为紧凑，制作起来也比较方便。另外卡塞格伦天线可等效为具有长焦距的抛物面天线，而这种长焦距可以使天线从焦点至口面各点的距离接近于常数，因而空间衰耗对馈电器辐射的影响要小，使得卡塞格伦天线的效率比标准抛物面天线要高。但因为卡塞格伦天线是一个双反射面的天线系统，副反射面、副反射面的支杆以及馈源必然会在主反射面上带来遮挡影响，这使得卡塞格伦天线副瓣抬升、增益降低。

 

应用

大口径天线（10米以上）使用卡塞格伦天线较多，如下图所示中国遥感卫星地面站、深空探测站等。

 

格里高利天线

格里高利天线也是一种双反射面天线，也由主反射面、副反射面及馈源组成。与卡塞格伦天线不同的是，它的副反射面是一个椭球面。如原理图所示：副反射面碗口向下，就像倒扣在锅面一样。

格里高利天线原理图

 

特点

馈源置于椭球面的一个焦点F1上，椭球面的另一个焦点F2与主反射面的焦点重合。格里高利天线的许多特性都与卡塞格伦天线相似，不同的是椭球面的焦点是一个实焦点，所有波束都汇聚于这一点。卡塞格伦天线的主反射面可以是浅抛物面，也可以是深抛物面，而格里高利天线只能用浅抛物面作为主反射面。当两种主反射面焦距相同时，格式天线的纵向尺寸比卡式天线大。

 

应用

因其效率较低，在卫星地面站应用较少。

 

环焦天线

环焦天线的主反射面为旋转抛物面，副反射面母线为椭圆或双曲线。从平面图来看，副反射面双碗倒扣，就像双手在“比心”。

环焦天线原理图

 

特点

环焦天线焦点轨迹是一个圆环，环焦天线在卫星地球站天线中有独特的地位，特别是在中小型地面站天线中。用这种天线可以克服作为初级馈源的波纹喇叭所引起的遮挡大于副镜造成的次级遮挡的缺点。

 

应用

一般固定测控站和机动测控站天线均采用环焦天线。环焦天线有如下优点：馈源安装于副面反射场照射不到的地方，消除了副面反射场对馈源性能的影响，降低了天线的电压驻波比，可以获得较好的圆极化轴比；馈源喇叭与副反射面可以靠得较近，副反射面直径较小，减小了副反射面对天线口径的遮挡。

 

未来的商业航天测控站

未来，商业航天测控地面站将向小型化、高频段、超宽带、多波束趋势发展。小型化主要是天线口径逐步变小，测控设备小型化、模块化，建站将越来越方便快捷；高频段主要是采用X、Ku、Ka波段，甚至采用太赫兹频段来进行测控数传，数据速率将达到百兆或者千兆；多波束是指在未来一副天线可同时测控多颗甚至几十颗卫星，大大提高测控效率。商业航天建设成本、维护保养成本也会越来越低，性价比也越来越高。

 

Ka波段卫星通信小尺寸无线电设计

传统Ka波段地面站卫星通信系统依赖于室内到室外配置。室外单元包含天线和块下变频接收机，接收机输出L波段的模拟信号。该信号随后被传送到室内单元，室内单元包含滤波、数字化和处理系统。Ka波段的干扰信号通常较少，因此室外单元的主要任务是以线性度为代价来优化噪声系数。室内到室外配置很适合地面站，但难以融合到小尺寸、重量轻、低功耗(SWaP)的环境中。若干新兴市场推动了对小尺寸Ka波段接入的需求。无人机(UAV)和步兵若能接入此类信道，将大大受益。对于无人机和步兵，无线电功耗直接决定电池寿命，进而决定任务时长。此外，过去专门用于空中平台的传统Ka波段信道，现在正被考虑用于提供更广泛的接入。这意味着，传统上仅需要下变频单个Ka信道的空中平台，现在可能需要工作在多个信道上。本文将概述Ka波段应用面临的设计挑战，并说明一种支持此类应用实现低SWaP无线电解决方案的新架构。

简介

卫星通信行业的最新趋势显示，信号传输正从X波段和Ku波段推进到Ka波段。这在很大程度上是因为该频率范围内很容易实现带宽更宽的收发器。与此同时，X、Ku和Ka波段中的发射机总数在不断增加。过去，Ka波段中的发射机数量非常少，但随着这种趋势的发展，此范围内的频谱会变得越来越拥堵。这给此类系统的收发器设计提出了挑战，尤其是针对低SWaP市场，这些市场的尺寸和功耗要求会限制可达到的选择率。由于选择率压力越来越大，人们自然会折中考虑，降低选择率要求。某些情况下，例如频谱环境不那么明确的移动平台中，这种折中是有意义的。但在其他可以非常精确地预测干扰的平台中，选择率仍将是最高优先目标。

室内和室外概述

在典型的永久性卫星通信设施中，室外设备和室内设备在功能上是分开的。室外设备由Ka波段天线、低噪声块(LNB)和下变频级组成，其将Ka波段信号下变频为L波段信号，然后发送到室内单元。LNB和下变频级通常合并为一个单元，其输出端利用同轴电缆或光纤将信号发送到室内以供进一步处理。在天线端下变频至1 GHz到2 GHz信号可防止连接到室内单元的电缆产生额外损耗。室内单元由L波段接收机和解调器组成。此单元负责对信号做进一步滤波、数字化和处理。此外，它与地面传输网络相连，以便将信号发送到中央处理地点。

在发射侧，波形产生发生在室内L波段设备中。信号通过同轴电缆或光纤发送到室外设备。室外设备包含如下器件：一个块上变频器(BUC)，用以将信号从L波段变频至Ka波段；一个HPA，用以将信号放大到所需的发射功率水平；以及一根天线。如果接收机和发射机共用该天线，则还会有一个双工器，用以将发射机信号和接收机信号隔离开来。

尺寸和功耗

由于是永久设施，固定安装地点中的器件通常不是针对低SWaP而设计。根据其特性和滤波要求，室外LNB可能有10" ×4" ×4"那么大。它通常尽可能靠近天线馈线放置，以优化系统噪声系数。室外BUC通常有相同的尺寸，而室外HPA可能非常大，具体尺寸取决于输出功率要求。室内设备包含一个19英寸宽机架安装解调器，它可以同其他机架安装调制解调器或处理设备叠放在一起。此设备负责完成接收和发射卫星通信信号的任务，但其SWaP效率可能不是很高。

低SWaP市场

虽然全球移动通信发展的深化，以及人们期望即便在最偏远地区也有通信和数据链路可用，市场对降低SWaP的呼声越来越高。

近年来，政府和商业对无人机的使用越来越多。无人机可用在距离其基地超过数百英里的偏远地区，日益依赖卫星通信来发送收集到的数据及接收操作员指令。此外，我们看到商业世界开发的无人机用途越来越多，其中许多既需要与卫星通信，也需要与其他航空器通信。这导致使用的频谱更高，而以前对高频谱的使用非常少。随着频谱变得越来越拥挤，滤波、频率规划和灵活性变得越来越重要。

低SWaP卫星通信持续增长的另一个市场是手持式和便携式领域。除安全通信外，人们还希望发生和接收其他更多内容，这导致对手持设备的需求不断增加。人们渴求快速发送数据，包括照片、音频文件、地图和其他数据，以及捕获带宽更宽的信号。这要求提高瞬时带宽，而外形尺寸则保持不变或比上一代更小，并且要降低功耗以免携带笨重昂贵的电池。战术车辆自身的功率有限，空间较小，故而存在类似的SWaP限制。

另外，与波形无关的系统有很多潜在好处，可以进行配置以使其在任何给定波形环境中发挥作用。在当今的一些军用系统中，航空器上需要三到五个不同的收发器系统以帮助不同系统相互通信。将这些系统合并成一个与波形无关且具有软件定义灵活性的系统，可以让尺寸缩小5倍。

低SWaP的设计挑战

来自低SWaP市场的需求不断增加，但还有许多挑战需要克服。举例来说，单单滤波这一项要求就会使此类系统的尺寸增加不少。随着频率范围提高到Ka波段，当下变频到1 GHz中频(IF)时，越来越难以实现同样的抑制性能。这就需要增加滤波器数量或增大滤波器尺寸。而且这些滤波器并不便宜，每个通常要花费200美元或更多。就此而言，较高中频会很有利，因为这样可以降低滤波器要求。

此外，在低SWaP市场中，网络的不同节点以网格方式通信，部分网络没有地面基础设施。由于没有一个中央位置来执行处理，因此各收发器必须能够处理收到的数据。传统卫星通信市场的天线与处理器之间是分离的，但在低SWaP市场，人们希望数字化处理和FPGA尽可能靠近天线。这种本地处理为此类网络应使用多少带宽设置了限制，因为要处理的带宽越宽，则所需的时钟速率和器件功耗越高。在传统固定安装的Ka波段网络中，可以使用高达1 GHz的瞬时带宽。在低SWaP市场中，100 MHz到200 MHz更符合实际。

为了解决这些接收机挑战，传统办法是采用超外差架构，其会将Ka波段下变频至L波段，在下变频到L波段之前可能还有一个中间级。这种方法需要使用大滤波器，器件数量多且功耗高，无法支持低SWaP要求。鉴于上述限制，典型超外差架构开始在此类应用中式微。

高中频架构

针对此类市场，更好且更合适的架构是高中频架构。这种架构利用了直接变频收发器相关技术的最新进展。在直接变频收发器中，输入RF能量直接变频到基带，并分割为I和Q两个单独的流。此类产品已将其频率范围提高到6 GHz，从而支持新的独特使用场景。过去，这些器件的性能满足不了要求超高性能的军用和商用系统的需要。但最新进展表明，利用这种技术可以满足高性能需求。

这些器件的一些最新进步包括：带宽更高、线性度更好、集成数字信号处理功能更多、校准更轻松。这些器件的典型带宽高达200 MHz，而且可以针对不需要高带宽的情况进行调整。在频谱拥挤的环境中，此类器件的高线性度还有助于提高性能。这会使灵敏度略有降低，但在这种环境中，此类折中是必要的。此外，集成DSP功能可降低系统中FPGA的负担，节省功耗，减少复杂性。这些器件集成的FIR滤波器可进一步帮助解决拥挤环境中常见的许多通道选择率问题。

此类器件的另一个进步是集成了连续时间Σ-Δ型ADC (CTSD)。抗混叠滤波是这类ADC的固有功能，因此不再需要SAW滤波器，这有助于降低此类系统的延迟。

在高中频架构中，Ka波段不是直接变频为基带，而是先转换到高中频，然后馈入直接变频接收机。由于此类转换器的频率范围得到提高，该中频可以放在5 GHz到6 GHz之间。中频频率从1GHz（当今的典型系统）提高到5 GHz，使得镜像频率范围比以前离得更远，故而前端滤波要求大大降低。前端滤波简化是缩小此类系统尺寸的一个因素。

采用AD9371的系统示例

图1显示了此类系统的一个例子。该系统由一个17 GHz到21 GHz的接收机通道和一个27 GHz到31 GHz的独立发射机通道组成。从接收机通道开始，输入RF能量先由Ka波段LNA放大，再进行滤波以让17 GHz到21 GHz信号通过混频器。混频器利用一个22 GHz到26 GHz范围的可调谐LO将17 GHz到21 GHz频段以100 MHz一段下变频至5 GHz IF。前端滤波器处理27 GHz到31 GHz范围中的镜像抑制、LO抑制和带外信号的一般抑制，防止来自m ×n镜像的杂散信号通过混频器。此滤波器很可能需要定制，但由于对此滤波器的要求降低，所以其尺寸、重量和成本会比传统系统要低。

图1. 采用AD9371的接收机和发射机卫星通信系统示例

一旦将RF前端转换到5 GHz的高中频，就会进行进一步放大和滤波，然后发送到AD9371。高中频所需的滤波比较弱，利用现成的廉价小型LTCC滤波器即可轻松完成。这里的主要关切是要确保无中频谐波影响AD9371。

表1. 接收机性能

	性能
增益	37 dB
增益调整范围	30 dB
噪声系数	4 dB
IIP3	–3.5 dBm
Psat (全增益)	–35 dBm
带宽	100 MHz
直流功率(包括LO 发生器)	3.3 W

在发射侧，AD9371可用来产生并输出最高+4 dBm的5 GHz波形。IF位于5.3 GHz的频率，不同于接收机上的5.1 GHz，这是为了降低两个通道之间发生串扰的可能性。然后对输出滤波以降低谐波水平，接着馈入上变频混频器，变频到27 GHz至31 GHz前端。这可以利用与接收机侧相同的22 GHz至26 GHz范围的LO来完成。

表2. 发射机性能

	性能
输出功率	21 dBm
输出调整范围	42 dB
本底噪声	–151 dBc/Hz
OIP3	32 dBm
带宽	100 MHz
直流功率(包括LO 发生器)	4 W

此外，采用直接变频收发器可为频率规划提供更大的灵活性。这里仅给出了一个例子，但还有许多可能的频段可以使用相同的架构。AD9371能够快捷轻松地改变其IF频率，使得系统可以灵活地避免有问题的杂散响应，或者像人们对软件定义无线电的预期那样进行性能优化。

结语

世界各地都需要借助通信和数据实现连接，这使得卫星通信收发器的数量越来越多。近年来，X和Ku波段日益拥挤，故而推动低SWaP系统向Ka波段发展。无人机、手持式无线电或战术车辆上安装的卫星通信网络的激增，强烈要求通过创新方法来降低SWaP，同时保持高性能指标。在高中频架构中，我们已展示了一个合适的平台来在这些频段中实现更高的选择率，其利用了目前可用的集成直接变频收发器的小尺寸和低功耗特性。AD9371用作中频收发器可将收发器的整体尺寸缩小一个数量级，从而为解决下一代卫星通信难题提供大量解决方案。

 

-174dBm/Hz 从哪里来，就回那里去

为了捋清楚，本文公式用的字母符号与其它材料略有不同

一、从哪里来

-174dBm/Hz（或者-114dBm/MHz）从哪里来，首先是从-204dBW/Hz来，-204是从k*To而来，就是

-228.6+10*LOG(290)=-204

其中

To=290开尔文（17摄氏度换算成开尔文17+273=290）

k是玻尔兹曼常数，可以认为是1开尔文温度（-272摄氏度），1Hz条件下噪声功率，也成为接收系统理论噪声下限。

把k说这么绕有啥用？

举了🌰，17度环境下，接收机为了接收一个解调门限为4dB，频宽为1MHz（60dBHz）的载波，载波功率要至少要达到-228.6+10 LOG(290)+4+60=-140dBW=-110dBm，这个就是灵敏度了，灵敏度还是功率，是在已知噪声功率时对接收功率最小阀值（也可以认为是把功率比值的载噪比CNR转换成功率来衡量接收性能了）。

二、到哪里去

-174最最常见的去处就是-174+NF，那这里就绕不开NF，NF是个啥

NF是噪声系数，这个是来源于噪声因子F，F又是个啥

其中To还是290，T 2 是等效噪声温度

这里面为啥要非把一个To+T 2 好好的一个噪声加法硬生生制造一个除法来？然后呢还是要把噪声运算搞成对数形式的NF不还是要去做加法！

这么整有意思么？还真有意思

举个🌰，噪声功率密度：

N 3 =k(To+T 2 )=228.6+10*LOG(290+T2)

这个值口算恐怕不行，办法就是乘一个To再除一个To，就用上-174和NF了

N 3 =k To (To+T 2 )/To = -174+NF

这里有两个前提条件：

1、器件（设备）要先把NF测量或计算好给你

2、第二就是这里的F定义是依据To=290来定义，倒过来还说就是如果输入T不是290，你就不能用-174上来就加，卫星通信里面的天线系统输出给低噪放的T就不是290。

凡是只说噪声因子表征了信号经过器件后信噪比的恶化程度，而不强调是在输入噪声温度为To=290都是耍流氓。

否则就会有🌰 下变频器噪声系数是15dB，信噪比恶化15dB。

所以呢，结论就是-174跟卫通没多大关系，噪声系数没给卫星通信带来计算方便，而是相反带来麻烦（都要先换算成T），理解上也造成困扰，看着就是加减乘除就是不知道为啥这么绕。

三、卫通系统里这个T咋整

要理解好卫星通信里面的T首先要搞清楚下面

4个T（等效噪声温度）与4个No（噪声功率密度）

 

 

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