板级隔离电源

输入：高输入；宽输入；高能量；

输出：低输出，用户可接触；

拓扑：

反激变换器：

　　最简单的隔离拓扑；

　　电压可升可降，电压可正克负；

　　可多路输出；

　　小于60W；

　　高电压应用；

双管正激变换器：

　　适中的隔离拓扑；

　　小于300W；

　　不适合多路输出；

　　原边需要浮地驱动；

全桥变换器：

　　适中的隔离拓扑；

　　大于300W；

　　不适合多路输出；

　　原边需要浮地驱动；

常见反馈方式：TL431+光耦

电路复杂；光耦问题（低速，寿命短，大尺寸）；

ADI公司的LT8304，LT8301，TI的LM5160A，无需光耦，隔离电源控制器；采用原边反馈；

全电流定律：

 其中，是磁场强度矢量沿任意闭合线（常取磁通作为闭合回线）的线积分；是穿过闭合回线所围面积的电流代数和.

磁导率：μ=B / H；

通过一i线圈的磁通的表达式为：Φ=B*S（其中B为磁感应强度，S为该线圈的面积。）

总磁通链ψ等于总的磁通量乘以与磁通线相关的匝数：ψ=NΦ。

电磁感应定律：e=-dψ/dt；

电感：ψ=Li;

互感：

当一线圈中的电流发生变化时，在临近的另一线圈中产生感应电动势，叫做互感现象。互感现象是一种常见的电磁感应现象，不仅发生于绕在同一铁芯上的两个线圈之间，而且也可以发生于任何两个相互靠近的电路之间；

磁滞曲线简介

磁滞曲线是表示在交变外磁场强度作用下铁磁性物质的磁化过程的一条曲线。若外磁场强度用H表示，铁磁体被磁化的磁感应强度用B表示，则典型的曲线如图1所示。在图中，当磁化开始时，铁磁体的磁感应强度B随着外磁场强度H的增加，按O-a-b-c-d-s曲线线上升，当H增加到某一磁场强度H_m时，铁磁体的磁感应强度B达到饱和值B_m，这时再继续加大H数值B值不再增加。B_m称为饱和磁感应强度，H_m是使铁磁体的磁化达到饱和时的外磁场强度。如果这时减小外磁场强度H，铁磁体的磁感应强度并不沿着原路s-d-c-b-a变化，而是沿曲线s-e变化，当外场强度由H_m减小到零时，铁磁体的磁化状态并不恢复到零，而是存在一个剩余磁感应强度B_rm值。这种现象称为磁滞由饱和磁感应强度B_m引起的剩余磁感应强度B_rm称之为最大剩余磁感应强度。若要去掉这一剩磁，则需加一反方向的外磁场强度-H_c才能使铁磁体的磁感应强度B沿e-f-g曲线变化到零，这一反向磁场强度H_c称之为矫顽力。若反向磁场强度和数值超过矫顽力继续增加时，则铁磁体就沿曲线g-h-s‘反方向磁化，直到饱和。这时若再改变外磁场方向，铁磁体的磁化状态将沿曲线s’-e'-f '-g'-h’重新回到s，构成一个闭合回线，这个闭合回线称为磁滞曲线.其中O-a-b-c-d-s曲线称为初始磁化曲线，O-……-s称为反向初始磁化曲线。

 单端变换器有正激和反激两种，在这类变换器中，功率变压器铁芯中的磁通仅工作在磁滞回线的一侧。因此，必须遵循磁通复为原则，以避免贴芯中的磁通随周期的重复而逐次增加，导致偏磁使铁芯饱和。单端变换器中，单个开关管只能单向导通，再其导通时，使磁通单方向增加。在开关管截止的时候，必须设计去磁通路，使磁通回到起始位置。常用的磁通复位线路是把铁芯中残存的能量自然的转移，使其消耗在附加的电子元件上或则反馈到输入端或则输出端。

反激变换器拓扑：

 3个元件（Q1,T1,D1）=低成本，小体积；

当Q1开通时，NP两端电压假设为VS，此时NP中的电流i1有：

 

 当Q1关断瞬间，i1下降，所以会导致np两端电压反向，ns两端电压从而也反向，此时D1导通。因为在np中i1下降时，ns可以导通，导致ns的电流i2会上升，从而导致磁路中的磁通变化率不会很大。所以np两端电压不会很大，而ns两端电压也就不会很大（e1，e2）。

当e2上升过程中，D1能能导通之后有：

 在i1下降到零过程中，其实就是环能过程（原副边）。反激式DCDC不能开路也是这个原因，开路后，C电压不会下降，则每次副边电路能导通的电压（e）也会越来越大。

Q1开通，T相当于Lnp，Q1关断，T相当于Lns。

在Q开通关断过程，是原副边的换能过程，也就是换流过程。在这个动态过程（瞬态），可以认为磁场是不变的（磁通不变，磁通链是变的），也就是i1，i2产生的磁场的合成场不变，所以存在以下过程：

 电感与匝数的平方成正比

变压器存在漏感，漏感存储的能量不能传递到次级线圈，所以需要吸收电路将能量给吸收掉；RCD吸收电路并联在NP两端，当Q关断时，变压器漏感中的能量转移到C中，并消耗在R上。如果RCD设计不合理，可能消耗的不仅仅是漏感上面的能量，初级线圈中的能量也会消耗掉；

而正激电路中添加RCD是为了给磁通复位，因为当Q关断时，ns也是断开状态，如果不让磁通复位，会损坏变压器，所以需要给NP一个通路，让磁通下降。

反激工作在连续模式下：

当Q1导通时，一次绕组两端电压为：

 而流经一次线圈的电流则为：（0≤t≤D*Ts;Ts为开关周期，D为占空比）

 当t≈DTs时，上式可以表示为：

 在此工作状态下，D不导通，NP存储能量，负载由电容提供能量。

当Q1关断时，ns两端电压为：

 流经ns的电流为：

 假设VO不变时：

 所以：

 在稳态时，变压器磁通满足：（伏秒平衡概念）

 所以：

 反激工作在断续模式下：

电流断续时，输出电压与占空比，负载电流大小有关；ns有电流流过时的时间随RL变小（输出电流变大）而变大【LP,Ts，n，vo不变的情况下】

当ns没有电流流过时，负载由电容供电。

Q1导通存储能量；Q1截止传递能量；

假设原副边电感一样，渣比等于1，完全耦合，反激dcdc分析如下：

输出测加了大电容，只要MOSFET关断期间，电容给负载供电导致的电压下降的量不是很大，可以认为输出为恒定值，电容越大，纹波越小；

纹波可以用估算的方法，也就是由电容向电阻放电的电压公式可知：

 则算出电容向电阻放电的时间t每个周期内的，CCM模式就是Toff，且是固定的，DCM模式复杂一点点；

通过上面的公式计算出uc(t)-U0的值，这基本上就是电压纹波了，让然，还要考虑ESR的影响了，U0直接用vo即可；

工作在DCM模式：

 电流断续模式中，原副边线圈的电流每个周期都会从零增加，所以会有以下公式成立：

 由此可以解出：

 可以看出，在DCM模式，输出电压与开通时间，占空比，负载，电感大小，输入电压有关；

断续模式电感量大小选择：

由上述vo公式可以得出：

 闭环调节时，占空比则由这个公式可以算出理论值；

由于在断续模式，T1的时间肯定要比Toff的时间要短，否则说明电感能量在Toff时间内不能完全放完，则会进入CCM模式；

所以这里有一个条件：

 带入Ton的公式：

 由上式可以得出：

当T，输入电压，输出电压确定后，L的取值与负载有关，如果需要电源完全工作在DCM模式，则需要在最重载的时候（RL最小），电感依然满足上式，由此可以得出电感的取值范围，取得比这个值小就可以了。当然了，由Ton的公式可以得出，占空比与负载也有关系，负载越轻，占空比越低；与电感也有关系，电感越小，占空比越小，所以不能取太小，需要考虑MOSFET能支持的最小占空比；

举例：周期64ns，vs24V，vo15V;最重载的时候，RL为4Ω；

由上述公式可得，电感量要小于48.48uh，所以取个30uh合适了，不能太小，占空比怕做不了太小；

工作在CCM模式：

 

 电流连续模式，原副边电流不从零开始增加，而是有一定的初始值；所以下式成立：

 电感选则：

当工作在连续模式的时候，Ton的时间是固定的，所以也就是每次充电的时间是一样的。则当电感固定时，则当电感电流恰好从零开始充电时，是CCM模式充电过程能提供的最小的能量。如果负载需要的能量小于这个能量的话，则需要减少Ton的时间，减少充能了，也就是跳到DCM模式，这也就是临界点；而且此时，电感的中值电流的两倍恰好是峰值电流；公式如下：

 RL为我们能接受的轻载情况下工作在CCM模式的地线，再轻就工作在DCM模式了；

举例：周期64ns，vs24V，vo15V;负载RL为150Ω的时候还是CCM模式；

计算出电感要大于1.81775mh，选择2mh就合适了；

当然，在这个的前提下，在考虑一下纹波电流，会更好，在CCM模式下，电感的纹波电流可得公式：

当电感选择2mh的时候，纹波电流计算值大概在0.29538A左右；