模电简要入门（一）——BJT四电阻串联电流负反馈

前言

　　自从有了运算放大器等集成电路，大家是越来越少接触到分立电路的设计了，然后有些课本过于追求模型的准确，对晶体管的参数依赖过高，并不适合广泛的多变的应用场景（毕竟一切参数都不会那么理想，都会漂移）。

所以，结合个人的总结，对BJT的简单电路作一总结，希望大家能更加清晰明了地学会反馈来自动调节工作点，而不是制作出一堆仅仅适用于一种电压、一个电路参数下的不可更改的看似简单，实则毫无移植性的“玩具”。

　　其实，大多数电路爱好者，估计手上做出来的东西都是“玩具”，抱着做玩具的想法，就会轻松愉快许多，如何让“玩具”好玩、可变、好修改，就是本文想要提出来的东西。

BJT微变等效模型

　　教科书中，往往把BJT微变等效模型定义成流控电流源以表达BJT电流放大倍数这一参数特征，以至于大家忽略了其基射极间存在一二极管的特征，且正常工作状态需要此PN结正向偏置，又因为PN结即一二极管具有电流随电压指数即增长的特征，故在一定电流范围内，电压变化其实并不明显，有其恒压特性的一面，基于这点，我们便可以通过反馈下参数相对的稳定性，仅通过电阻和电压的相对比例关系来确定BJT工作点，而无需特别计算BJT的电流放大倍数（当然一切都在于电流放大倍数足够大的情况下误差才能小，但复杂模型计算再准，实际中参数会一样吗？）

　　所以，抓住认为Vbe基本不变的特征（0.6V左右），只要知道基极Vb的电压，就可以知道射极的电压Ve=Vb-0.6V，从而由射极电阻得到静态电流Ie，放大倍数恒大情况下，Ic约等于Ie，则很轻易由集电极电阻就可以算出集电极的电压。从而计算增益、输出线性范围等等。

 

图1 典型的串联电流负反馈的四电阻BJT放大电路结构

　　先由R1、R2分压计算Vb预估值，近似相等不变的条件为通过R1、R2的电流足够大，BJT基极电流相对较小而对其影响不大，则有两种实现条件：

a)R1、R2相对比较小，然而会带来较大的功率损耗，且不利于共射极或共集电极此类由基极输入信号的放大电路具有高输入阻抗的设计要求；

b)R4较大，从而降低BJT静态电流Ie，使得Ib也下降，但这必然也会影响共射极放大电路R3的选择，影响增益与输出阻抗；而对共集电极电路，则在低阻抗负载加入后，明显分流，使得工作点偏移。

所以需要折衷考虑。一般地，认为小信号BJT电流放大倍数约为100倍，则选择流经R1、R2的电流约为Ie的十分之一，不会造成很大的误差。

　　承前所述，得到Vb后，即可算出Ve的值，从而计算Ie的大小，其余点的电压都很轻易的就能得到了。一般地，常用小信号BJT工作静态电流设定在数毫安量级，供电电压在3-20V，所以R4设定在数百到数千欧姆。

共射极或共基极电路中，Vc的设定即R3的选择，一般将其设定在Vcc-Vpp/2的位置，从而保证输出信号的幅度范围，当然，他们作为高阻输出（输出阻抗约为R3）需要考虑负载的影响。

由于R4作为串联电流负反馈引入，方便了增益的计算，对于共射极，增益=(R3//RL)/R4.

当然地，如果对R4并联电容增加交流旁路，可以增大交流增益，但只有并联电容的情况下，需额外注意频率高时，中频段高增益情况下，输入信号很容易使得输出饱和，毕竟此时R4被电容旁路了，已经相当于对地“短路”了。

　　四电阻的好处是显而易见的，当电源电压变化时，上面的各种分析其实大都是比例关系，只要在BJT所能承受的电流电压功耗范围内，仅仅是静态电流的增大，其余各点电压都会自动随着电源电压的升高而变大，最终其实我们最关注的增益、饱和等问题基本没有什么大的变化。不会像只有R1、R3的双电阻模型电源电压升高就会导致Vc进一步下降，从而更容易饱和；也不像相对好一些的仅是没有R2的三电阻模型需要将R4通过电流放大系数折算成R2再计算的繁琐，且严格依赖于电流放大系数的稳定性。

　　总而言之，如果需要高输入阻抗，考虑只有R1、R3、R4的三电阻串联电流反馈模型更合适；若需要更加简单的计算与摆脱温度等因素对电流放大系数的影响，选择四电阻模型永远不会后悔。

　　大家可以多动手试试。至于只有R1、R3双电阻模型，就让那些“模电王”在仿真器里玩去吧，随便改改电压、增益、静态工作点，就得重新计算，我是非常不喜欢这样的电路的，，，尤其是电路复杂之后，比如前面其实还有一级集成电路，受前级输出范围的影响，电路越简单，就越难找地方改造，出现一些奇奇怪怪的问题，得不偿失。过分追求简洁的高明，其实一点也不高明。

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